振弦式傳感器是目前應力、應變測量中較為先進的傳感器之一。振弦式傳感器的輸出是頻率信號，信號處理過程中無須進行A/D及D/A轉換，因此，抗干擾能力強，信號傳輸距離遠，而且對傳輸電纜要求低。另外，振弦式傳感器還具有結構簡單、精度高、壽命長等特點, 因而一直受到工程界的關注。在工程應用中，振弦式傳感器可以埋入或焊接在被測試件上，基本不存在粘貼劑老化和脫落問題，具有很好的穩(wěn)定性和重復性。對于微小的被測力變化可產(chǎn)生較大的頻率變化，具有很高的靈敏度。

　　隨著現(xiàn)代電子讀數(shù)儀技術、材料及生產(chǎn)工藝的發(fā)展，振弦式儀器技術也不斷得以完善，成為新一代工程儀器的潮流，被廣泛應用在建筑物基礎、大壩、橋梁、公路、核電站的水泥外殼等需要對受力、位移、微裂縫的測量中，還可以作為電子秤、皮帶秤、汽車秤等的關鍵傳感器。為了準確測量應力、應變的變化，除了要研究振弦式傳感器的材料特性外，還必須解決振弦傳感器的激振和測頻讀數(shù)技術。為此，本文對振弦式傳感器的激振技術和測頻讀數(shù)技術展開了研究，介紹了基于PIC16F873單片機內(nèi)比較輸出模式的多路振弦傳感器的掃頻激振技術。

　　1 傳統(tǒng)的間歇激振方法

　　為了測量出振弦的固有頻率，必須設法激發(fā)弦振動。激發(fā)弦振動的方式一般有2種：(1)連續(xù)激振方式。這種方式又分為電流法和電磁法，在電流法中，振弦作為振蕩器的一部分，振弦中通過電流，所以必須考慮振弦與外殼的絕緣問題。若絕緣材料與振弦熱膨脹系數(shù)差別大，則易產(chǎn)生溫差，影響測量精度，連續(xù)激振容易使振弦疲勞。(2)間歇激振方式。如圖1所示，振弦上裝有一塊小純鐵片，旁邊放置電磁鐵，當電磁鐵線圈通入脈動電流i后，電磁鐵的磁性大大增強，從而吸住小鐵片(振弦)；當線圈中無電流流過，電磁鐵就釋放振弦。如此循環(huán)激振，弦就產(chǎn)生振動。要維持弦持續(xù)振動，就應不斷地激發(fā)振弦。即電磁鐵每隔一定時間通過一次脈沖電流，使電磁鐵定時地吸引振弦，故須在電磁鐵的線圈通以一定周期的脈沖電流。當停止激振時，由于慣性的作用，振弦繼續(xù)做阻尼振動，電磁鐵線圈中產(chǎn)生感應電動勢，感應電動勢的頻率與弦的阻尼振動頻率相等。這樣可由輸出電勢的頻率測得振弦的固有振動頻率。

　　這種間歇式激振電路復雜，通常由張馳振蕩器、電磁繼電器、電源等部分組成。電磁繼電器的體積大、功耗大、機械觸點工作可靠性欠佳，振蕩器的振蕩頻率調(diào)節(jié)范圍不大，并且調(diào)節(jié)不能在線自動實現(xiàn)，從而使振弦起振有時較困難[2]。當要同時監(jiān)測多路振弦傳感器時，電路變得更加復雜。更為嚴重的是繼電器驅動的激振線圈是感性負載，在間歇激振時產(chǎn)生較大的電磁干擾，影響了監(jiān)測精度，對其他電路的正常工作造成干擾。為解決這些問題，對于多路振弦傳感器的掃頻激振采用時分復用方法。即多路傳感器共用一個掃頻信號源，當要巡檢某路傳感器時，由選擇開關將掃頻信號源與此路傳感器接通；用MOS FET繼電器替代電磁繼電器。這樣，不但簡化了電路，而且很好地解決了電磁干擾問題。

　　2 掃頻激振原理及電路設計

　　2.1 掃頻激振原理

　　掃頻激振技術是用一串連續(xù)變化的頻率信號掃頻輸出去激振振弦傳感器的激振線圈。當信號的頻率和振弦的固有頻率相近時，振弦能迅速達到共振狀態(tài)，從而可靠起振。振弦起振后，其在線圈中產(chǎn)生的感應電勢的頻率即是振弦的固有頻率。由于激振信號的頻率用軟件控制方便，所以只要知道振弦固有頻率的大致范圍(通常對一種已知傳感器固有頻率的大致范圍是確定的），就可用這個頻率附近的激振信號去激發(fā)它，使振弦很快起振。

　　2.2 掃頻激振電路的設計

　　相比其他系列單片機，PIC系列單片機開發(fā)環(huán)境優(yōu)越，精簡的指令集和單字節(jié)指令使其執(zhí)行效率高[3]。芯片內(nèi)部自帶看門狗定時器、A/D轉換器、比較模塊、USART異步串口通信模塊、EEPROM存儲器，從而精簡了電路設計，降低了成本。由于可以設置睡眠和低功耗模式，減少了電路的功耗，提高了電路的可靠性�；�于PIC16F873A的多路振弦傳感器的掃頻激振的硬件電路如圖2所示。整個硬件電路分為中央控制器、掃頻激振電路、顯示模塊、參數(shù)輸入模塊、等精度測頻模塊、RS485通信模塊等部分。

　　一般的單線圈振弦式傳感器的固有頻率范圍是400 Hz～4 500 Hz之間，其輸出頻率隨所受壓力的變化而變化。若掃頻信號的頻率范圍是400 Hz～4 500 Hz，需要掃頻的時間長、激振效果差、可控性差。為了減少掃頻時間，提高測量速度，根據(jù)振弦傳感器的輸出頻率范圍設置不同的掃頻頻段。其方法是：由參數(shù)輸入電路輸入掃頻信號頻率的上限值fmax和下限值fmin，以及相鄰2個掃頻信號頻率的差值Δf，這些參數(shù)存儲在單片機的片內(nèi)EEPROM中。這樣，輸出的掃頻信號很有針對性，輸出的激振頻率可控性好。這些正是該掃頻激振技術的突出優(yōu)點。

　　對于多通道振弦傳感器的選擇和隔離是通過金屬化場效應管（MOSFET）固態(tài)繼電器實現(xiàn)的。當選擇某一路傳感器時，其對應的MOSFET固態(tài)繼電器導通，而其他路的MOSFET固態(tài)繼電器截止。雖然其他路傳感器的激振線圈通過MOSFET接在恒流激振電路的輸出端，但是MOSFET截止時的漏電流極小，處于高阻態(tài)，因而不會對所選通路造成影響。另外，選通電路和恒流驅動電路是光隔離的，從而避免了選通電路和恒流驅動電路相互影響，進一步提高了掃頻激振電路的可靠性。

　　根據(jù)振弦式傳感器的特性，當激振信號太強時，振弦會產(chǎn)生倍頻振動，由于倍頻成分的不同，使得同一傳感器獲得的頻率不同[4]。采用了恒流弱激振的方法，調(diào)整激振電流的大小，使其能可靠激振振弦傳感器的基頻，而又遠離倍頻。恒流激振的另一個優(yōu)點是可以忽略傳感器引線電阻的影響。

　　3 掃頻激振的軟件設計

　　單片機PIC16F873A內(nèi)帶有捕捉/比較模塊，用比較模式產(chǎn)生掃頻信號十分方便。當要輸出掃頻激振信號時，首先使選擇的通道號對應的MOSFET固態(tài)繼電器導通，而使其他通道的MOSFET固態(tài)繼電器截止處于高阻狀態(tài)；其次，將捕捉/比較模塊設置在比較模式下，把掃頻信號頻率的下限值fmin送到16 bit的比較數(shù)據(jù)寄存器中，清零定時器1的數(shù)據(jù)寄存器并啟動定時器1開始定時計數(shù)。這時，比較數(shù)據(jù)寄存器中的值不斷與定時器1數(shù)據(jù)寄存器的值比較，當兩者相等時產(chǎn)生一個比較中斷。在比較中斷子程序中主要完成以下任務：(1)掃頻信號輸出口電平反轉；(2)輸出掃頻信號的頻率增加一個步距Δf；(3)將輸出信號頻率與掃頻的上限頻率值fmax比較，當掃頻的頻率值高于上限頻率fmax時，停止掃頻輸出。用比較模式產(chǎn)生掃頻信號的比較中斷子程序框圖如圖3所示。

　　4 仿真結果

　　為了驗證掃頻激振電路的效果，選用的VK4100、VK4150型振弦傳感器，在WE-30萬能材料實驗機上對振弦傳感器進行模擬加載試驗，其測試數(shù)據(jù)如表1所示。表中“計算應變”、“計算頻率”是根據(jù)VK4100、VK4150的數(shù)學模型計算的值。通過對表1 數(shù)據(jù)的進一步分析可以看出，用該掃頻激振方法不但對同一振弦傳感器在不同受力狀態(tài)時測頻的相對誤差小，而且對不同振弦傳感器測頻的相對誤差也很小，實現(xiàn)了穩(wěn)定的掃頻和可靠的激振。從表中還可以看出，實際測量的頻率值與理論值非常接近。

　　用單片機的比較輸出模式產(chǎn)生掃頻信號，省去了專用的掃頻信號發(fā)生器芯片，簡化了電路設計，提高了測量電路的可靠性，突破了傳統(tǒng)的儀表測量系統(tǒng)的設計方法。恒電流弱激振電路的應用，提高了振弦傳感器掃頻激振的可靠性和穩(wěn)定性，避免了倍頻信號的產(chǎn)生。此種掃頻激振方法已成功地應用于某船舶應力監(jiān)測系統(tǒng)中，使長期實時監(jiān)測船舶的受力情況成為現(xiàn)實。不但為船舶的使用、維護和保養(yǎng)提供了充分的依據(jù)，也為船舶的設計、改進、制造提供了真實可靠的數(shù)據(jù)及較高的使用價值。這種測頻方法也可推廣到其他領域，如核電站外殼、建筑大壩等需要長期應力監(jiān)測的場合，具有廣闊的應用前景。

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